Малошумящий стабилизатор напряжения

Авторы: Поляков А.Е.
2010 г.

Для ознакомления с полноценным материалом, согласитесь и скачайте:

Статья в формате pdf

Содержание:

Аннотация

В данной работе предложена схема малошумящего линейного стабилизатора напряжения с указанием используемых компонентов и номиналов для ряда часто используемых напряжений и токов. Также приводится порядок расчета для произвольного выходного напряжения и номинального тока.

Основными особенностями предлагаемого решения являются сверхнизкий шум, широкий диапазон выходных напряжений и токов, достаточно высокое подавление пульсаций (PSRR) в большом частотном диапазоне.

Схема ориентирована на применение в задачах, где требования к уровню шума питания превышают характеристики стандартных линейных стабилизаторов. Как правило, обычные линейные стабилизаторы, выполненные в виде микросхем, имеют спектральную плотность шума около 100..300nV/√Hz. Предлагаемое решение позволяет получить менее 1 nV/√Hz при занимаемой площади1 около 200 mm2 и стоимости2 60-120 рублей.

1Для транзисторов в корпусе SOT-23, микросхемы опорного напряжения в корпусе TSSOP-8, резисторов и конденсаторов в корпусе 0603, конденсаторов 47µF в корпусе “A”.

2Стоимость компонентов по базе www.efind.ru на 2010г.

1 Область применения

  • Малошумящие синтезаторы частот
  • Опорные генераторы
  • Цепи питания микросхем DDS, ЦАП, АЦП
  • Питание цифровых частотно-фазовых детекторов и делителей частот
  • Измерительная техника
  • 2 Основные характеристики

  • Низкий уровень шума: 1 nV/√Hz @ 1 kHz
  • Высокое подавление пульсаций (PSRR): 70 dB @ 1kHz, 50 dB @ 100 kHz
  • Выходной ток: до 1 A
  • Диапазон выходных напряжений: от 1.2 V до 20 V
  • Занимаемая площадь (см. сноску 1 на предшествующей странице): 200 mm2
  • 3 Электрическая схема

    Здесь был рисунок

    Рис. 1: Схема стабилизатора напряжения

    На рисунке 1 изображена схема стабилизатора напряжения, состоящая из микросхемы опорного напряжения (Voltage Reference) DA1, RC-фильтра (RF, CF), входного дифференциального каскада (RС, VT1, VT2, RЕ), выходного каскада (VT3, r), обратной связи (R1, R2, CFB), выходного конденсатора CO, Ci. VREF - опорное напряжение, VCC - входное питание схемы, VOUT - выходное напряжение питания при номинальном токе нагрузки IO. Ниже приведены используемые компоненты, в таблице 1 указаны номиналы для ряда выходных напряжений и токов.

    DA1:

    для VOUT <2.048V VREF=1.25V: LM4121IM5-1.2 (National Semiconductor); для 2.048V < VOUT < 5V VREF=2.048V: ADR440ARMZ (Analog Devices); для VOUT > 5V VREF=3.3: REF196GRUZ (Analog Devices);

    VT1; VT2: BC849C (NXP);

    VT3: PBSS4021PT (NXP);

    RF: для номинальных токов IO < 200 мА: 1 kΩ,для IO < 200 мА: 510 Ω;

    <
    Таблица 1: Номиналы компонентов и значеия напряжений для схемы на рис. 1
    VOUT @ IO* 1.8V @ 50 mA 1.8V @ 150mA 3.3V @ 50 mA 3.3V @ 100mA 4V @ 75 mA 5V @ 50 mA 5V @ 100 mA 5V @ 500 mA 8V @ 150 mA
    RC, Ω30033062030033062030051330
    RE, Ω11011056027027056027043510
    r, Ω31312310.011
    R1,8878871.21k1.21k1.91k2.87k2.87k1.43k2.87k
    R2, Ω2k2k2k2k2k2k2k1k2k
    VRET, V1.251.252.0482.0482.0482.0482.0482.0483.3
    VE, V0.580.581.41.41.41.41.41.32.6
    IE, mA5.255.252.55.15.12.55305.2
    * При указанных номиналах максимальное значение выходного тока IOmax = 2 ∙ IO, VCC = VO + 0.5 V (кроме варианта 5V @ 500mA, где VCC = VO + 0.3 V)

    CF электролитический конденсатор 47 µF;

    CFB конденсатор 10 µF;

    CO полимерный конденсатор 10 µF с низким ESR (0.1Ω @ 400 kHz) или керамический X5R;

    C1 керамический конденсатор X5R 2.2-4.7 µF.

    4 Описание

    На рис. 1 изображена схема малошумящего стабилизатора напряжения. На вход VCC подается питающее напряжение (как правило, от обычного линейного стабилизатора), равное VO + 0.5 V (кроме варианта 5V @ 500mA, где VCC = VO + 0.3 V). Значения, приведенные в таблице 1, расчитаны на номинальный ток IO, максимально допустимый ток при этом 2IO (при деградации PSRR на 10-15 dB и отклонении VOUT не более -2.5%). Микросхема DA1 формирует опорное напряжение VREF, обеспечивая подавление пульсаций и сравнительно небольшой уровень шума на выходе (около 20-50 nV/√Hz). Далее опорный сигнал дополнительно фильтруется RC- фильтром (RF, СF). Дополнительный керамический конденсатор 100 nF X7R обеспечивает фильтрацию по высокой частоте. Затем сигнал подается на положительный вход дифференциального каскада (УТ1, УТ2), суммарный ток IE которого задается резистором RE, а к цепям коллекторов подключены резисторы RC. С коллектора транзистора VT1 сигнал подается на базу мощного транзистора VT3, который обеспечивает дополнительное усиление входного сигнала и управление большим током, текущим через эммитер к коллектору. Коллектор транзистора VT3 подключен к резисторному делителю, формирующему сигнал обратной связи по постоянному току, подаваемый на отрицательный вход дифференциального каскада - базу транзистора VT2. Конденсатор СFB обеспечивает более глубокую отрицательную обратную связь по переменному току, уменьшая тем самым уровень шума на выходе и увеличивая подавление пульсаций. Конденсатор СO служит для дополнительной фильтрации в высокочастотной области (от 100 kHz).

    По сути схема на транзисторах VT1 — 3 работает, как операционный усилитель с обратной связью (рис. 2), на положительный вход которого подается опорное напряжение, на отрицательный - обратная связь с резисторного делителя, а с выхода снимается напряжение VREF(1 + R1/R2).

    Здесь был рисунок

    Рис. 2: Модель линейного стабилизатора

    Дифференциальный каскад на транзисторах использован вместо операционного усилителя по следующим причинам:

  • достигается меньший уровень шума;
  • обеспечивается больший запас стабильности отрицательной обратной связи;
  • существенно ниже стоимость: 8 руб., для сравнения - малошумящий операционный усилитель (ОУ) ADA4841 - 75 руб.
  • Недостатком дифференциального каскада, по сравнению с вариантом использования ОУ, является большее дифференциальное выходное сопротивление стабилизатора по постоянному току (Load Regulation), т.к. коэффициент усиления у ОУ по постоянному току (DC) гораздо выше.

    4.1 Пояснения к выбору элементной базы

    4.1.1 Транзисторы VT1, VT2

    Транзисторы VT1, VT2 должны быть малошумящими и иметь достаточно высокий коэффициент усиления тока hFE для того, чтобы можно было использовать слаботочные источники опорного напряжения (Voltage References). Также они должны иметь достаточную граничную частоту fT для того, чтобы обеспечить необходимое PSRR (Power Supply Rejection Ratio3) на средних частотах (когда еще не работает СO). Таким образом, должны выполняться условия:

    Здесь был рисунок

    где IREFmax - максимальный ток источника опорного напряжения, IE - общий ток дифференциального каскада (2.5-30 mA, см. раздел 4.2.3 на с. 7), fCo - верхняя частота среза PSRR (в данном случае 100-400kHz). Примененные в схеме транзисторы BC849C имеют hFE = 500 (typ.), fT = 100 MHz.

    3Подавление пульсаций питания

    4.1.2 Транзистор VT3

    Во-первых, транзистор VT3 должен обладать низким напряжением насыщения VCEsat при больших токах коллектора. В противном случае на нем будет рассеиваться слишком большая мощность. Во-вторых, он должен обладать большим коэффициентом усиления hFE, чтобы не нагружать дифференциальный каскад. В-третьих, граничная частота fT у него должна быть не меньше, чем у транзисторов VT1, VT2.

    Здесь был рисунок

    где IO - номинальный выходной ток стабилизатора, IE - ток дифференциального каскада. Примененный в схеме транзистор PBSS4021PT имеет VCEsat = 115 mV (typ.) при токе коллектора 1A и токе базы 10mA; hFE = 400 (typ.), fT = 155 MHz.

    4.1.3 Источник опорного напряжения DA1

    Максимальный выходной ток источника опорного напряжения должен быть выше тока базы транзистора VT1, а шум достаточно низким, чтобы на требуемой частоте с помощью RC-фильтра обеспечить подавление, сравнимое с собственным шумом стабилизатора на средних частотах.

    Здесь был рисунок

    где ФREF - спектральная плотность шума опорного сигнала, fL - требуемая нижняя граничная частота PSRR, ФO - спектральная плотность шума стабилизатора на средних частотах. При RF=1 kΩ , CF = 47 µF, fL = 1kHz, ФO= 1 nV/√Hz получим ФREF должен быть менее 300 nV/√Hz @ 1kHz. Это выполняется для большинства источников опорного напряжения.

    При необходимости источник опорного напряжения можно заменить на резисторный делитель. Это существенно уменьшит стоимость, но в таком случае для обеспечения требуемого PSRR на низких частотах следует значительно увеличить емкость СF до сотен микрофарад.

    4.2 Расчет номиналов

    Исходными данными для приведенных ниже расчетов являются выходное напряжение VOUT, номинальный ток IO, максимальный ток IOmax (будем считать IOmaxO, если не указано иное), опорное напряжение VREF.

    4.2.1 Сопротивления обратной связи R1, R2

    В соответствии с моделью на рис. 2:

    Здесь был рисунок

    Для компенсации токов утечки дифференциального усилителя следует выполнить условие

    Здесь был рисунок

    Сопротивления следует выбирать из ряда E96 с допуском 1%. Расчет RF описан в разделе 4.2.4 на следующей странице.

    4.2.2 Определение питающего напряжения VCC и сопротивления r.

    Сопротивление r служит для улучшения PSRR вблизи граничной частоты fCo. Кроме того сопротивление r позволяет замерять ток потребления, что существенно упрощает отладку и тестирование. Рекомендуемое значение сопротивления:

    Здесь был рисунок

    Для обеспечения линейного режима транзистора необходимо

    Здесь был рисунок

    где VCEsat (IOmax) - кривая зависимости напряжения насыщения от тока коллектора VT3. С другой стороны при увеличении VCC увеличивается мощность, рассеиваемая на транзисторе, поэтому

    Здесь был рисунок

    где Ptot - максимальная мощность транзистора

    Для выбранного транзистора VCEsat ≤ 0.1 V при токе коллектора до 1A и IC/IB = 100, а Ptot=660mW4. Поэтому до тока 200 mA можно принять VCC = VO + 0.5 V.

    4 Tamb < 25 °C, материал платы FR-4, контакт коллектора припаян к полигону площадью 1 mm2

    4.2.3 RC и RE дифференциального каскада.

    Сначала следует рассчитать ток дифференциального каскада IE. Он должен быть достаточным для управления транзистором VT3. Следовательно,

    Здесь был рисунок

    где hFE - коэффициент усиления транзистора VT3. С другой стороны слишком большое значение IE нежелательно, т.к. увеличивает собственное потребление схемы. При достаточном запасе напряжения коллектор-эммитер транзистора VT3 его hFE = 400, поэтому примем

    Здесь был рисунок

    Определив ток IE , найдем значение RE:

    Здесь был рисунок

    где 0.6 V - напряжение база-эммитер транзисторов VT1, VT2. Сопротивление RC расчитывается по формуле:

    Здесь был рисунок

    где 0.65 V - напряжение база-эммитер транзисторов VT3.

    4.2.4 Фильтр RF, CF

    Граничная частота фильтра расчитывается таким образом, чтобы удовлетворить выражению 1 на с. 5. Большое значение RF выбирать не желательно, т.к. увеличивается погрешность выходного напряжения за счет тока базы транзистора VT1. Для заданной погрешности 1% необходимо

    Здесь был рисунок

    где hFE - коэффициент усиления транзистора VT1. С учетом выражения 4 и значения hFE = 500 напишем

    Здесь был рисунок

    Для выходного тока менее 300 mA достаточно принять RE = 1 kΩ. На конденсатор CF существенных требований не накладывается, его ESR практически не влияет ни на шум, ни на PSRR, т.к. даже в случае нескольких десятков Ом шум такого сопротивления будет ниже основной полки на выходе.

    При значениях шума опорного источника ФO и нижней граничной частоты fL, указанных в разделе 4.1.3 на с. 5, в соответствии с выражением 1 емкость CF должна быть не менее 47 µF.

    Здесь был рисунок

    Рис. 3: Подавление пульсаций (PSRR)

    4.2.5 Конденсатор обратной связи по переменному току CFB

    Конденсатор CFB служит для увеличения PSRR на средних частотах и снижения уровня шума за счет повышения коэффициента обратной связи по переменному току (рис. 3). Нижняя граничная частота определяется выражением:

    Здесь был рисунок

    Таким образом, учитывая выражение 2 на с. 6 для fL= 100 Hz и RF= 1 kΩ имеем CFB >> 1.6 µF. В схеме использован номинал 10 µF.

    4.2.6 Выходной конденсатор CO

    Выходной конденсатор CO обеспечивает подавление пульсаций на высоких частотах. Рекомендуется полимерный конденсатор емкостью не менее 10 µF с низким ESR (не более 0.1 Ω @ 400 kHz) параллельно с керамическим конденсатором C1 X5R 2.2-4.7 µF. Использование полимерного конденсатора позволяет значительно увеличить PSRR вблизи fCo для вариантов стабилизатора с номинальными выходными токами более 150-200 mA. Для вариантов стабилизаторов с меньшими токами конденсатор CO можно не ставить, ограничившись конденсатором C1 (2.2-4.7µF).

    Для дополнительного подавления на высоких частотах, а также обратного влияния высокочастотной импульсной нагрузки на цепь VCC

    Здесь был рисунок

    Рис. 4: Дополнительная фильтрация выхода

    В качестве индуктивности LO можно использовать фильтр BLM21PG331SN1 (Murata Manufacturing). Его эквивалентная индуктивность на низких частотах составляет около 0.25 µН. ESR выходного конденсатора практически не влияет на спектральную плотность шума на выходе, но расширяет шумовую полку, увеличивая интегральный шум.

    Таблица 2: Характристики приведенных в таблице 1 схем

    Здесь был рисунок

    5 Типовые характеристики

    В таблице 2 приведены результаты моделирования основных характеристик схем, приведенных в таблице 1 на с. 3.

    На рисунках 5, 6 отображены результаты моделирования спектральной плотности шума на выходе стабилизатора для вариантов 5V @ 100mA и 5V @ 500mA соответственно при разных токах нагрузки - холостом ходе, номинальном и максимальном токе. Из графиков следует, что увеличение тока нагрузки практически не влияет на уровень выходного шума.

    Здесь был рисунок

    Рис. 5: Спектральная плотность шума в dBV/√Hz (RMS) от частоты в kHz (вариант 5V @ 100mA)

    Здесь был рисунок

    Рис. 6: Спектральная плотность шума в dBV/√Hz (RMS) от частоты в kHz (вариант 5V @ 500mA)

    На рисунках 7, 8 отображены результаты моделирования подавления пульсаций (PSRR) от частоты при разных выходных токах для вариантов 5V@100mA и 5V@500mA соответственно. В первом варианте использован только выходной керамический конденсатор C1 емкостью 2.2 pF . Во втором случае - параллельное включение полимерного конденсатора емкостью 10 pF и керамического - 2.2 pF.

    Здесь был рисунок

    Рис. 7: Подавление пульсаций -PSRR в dB от частоты в kHz (вариант 5V @ 100mA при

    CO1C1

    Здесь был рисунок

    Рис. 8: Подавление пульсаций -PSRR в dB от частоты в kHz (вариант 5V @ 500mA при СOCO1C1

    На рисунках 9, 10, 11 представлены результаты моделирования зависимости выходного напряжения от тока нагрузки. Для номиналов, указанных в таблице 1 на с. 3 точка перегиба находится гораздо дальше 2IO, но следует учитывать, что при дальнейшем увеличении выходного тока снижается подавление пульсаций и увеличивается уровень шума.

    Здесь был рисунок

    Рис. 9: Зависимость выходного напряжения в вольтах от выходного тока в амперах (вариант 5V @ 100mA)

    Здесь был рисунок

    Рис. 10: Зависимость выходного напряжения в вольтах от выходного тока в амперах в широком диапазоне токов (вариант 5V @ 100mA)

    Здесь был рисунок

    Рис. 11: Зависимость выходного напряжения в вольтах от выходного тока в амперах (вариант 5V @ 500mA)

    На рисунке 12 изображена спектральная плотность собственного шума измерительного тракта при короткозамкнутом входе, а на рисунке 13 - с выхода стабилизатора. Разница практически не заметна. Это означает, что шум стабилизатора по крайней мере на 10 dB меньше собственного шума измерительного оборудования, т.е. не более 3 nV/√Hz.

    Здесь был рисунок

    Рис. 12: Спектральная плотность собственного шума измерительного тракта в dBV/√Hz (RMS) от частоты в Hz (при короткозамкнутом входе)

    Здесь был рисунок

    Рис. 13: Спектральная плотность шума на выходе в dBV/√Hz (RMS) от частоты в Hz (вариант 5V @ 100mA)

    6 Преимущества и недостатки, существующие аналоги в интегральном исполнении

    В таблице 3 приведены наиболее малошумящие линейные стабилизаторы в интегральном исполнении. Из приведенных выше микросхем следует отметить две, выпущенные в этом году, - LP5900 и HMC860. Они обладают самым низким шумом из серийно выпускаемых стабилизаторов в интегральном исполнении. Они имеют небольшую площадь (даже с учетом требуемой обвязки) и по характеристикам подходят для большинства задач, требующих малошумящего питания.

    Таблица 3: Малошумящие линейные стабилизаторы в интегральном исполнении

    Здесь был рисунок

    Но встречаются и такие, которые они не перекрывают:

  • Более высокий выходной ток. Пример: в синтезаторах частот применяются высокочастотные микросхемы DDS (например, AD9912) с низким фазовым шумом. Для обеспечения оптимальных характеристик требуется питание 1.8 V при токе до 250 mA со спектральной плотностью шума не более 10-20 nV/√Hz.
  • Более высокое выходное напряжение. Пример: для широкополосных усилителей, применяемых в синтезаторах частот для буферизации, распределения и усиления формируемого сигнала, часто требуется питание выше 5 V. При этом для обеспечения низкого фазового шума необходим малошумящий источник питания. В таких случаях предложенная схема позволяет решить проблему. В таблице 4 отображены преимущества и недостатки предложенного решения относительно современных малошумящих стабилизаторов в интегральном исполнении.
  • Таблица 4: Сравнительные характеристики предложенной схемы и современных малошумящих стабилизаторов в интегральном исполнении

    Здесь был рисунок

    *Зеленым отмечены преимущества, красным - недостатки

    Существую также малошумящие линейные стабилизаторы, выполненные на основе дискретных компонентов. Например, в статье [3] приведена схема такого решения. Однако, занимаемая площадь на печатной плате настолько велика, что применение этого решения вряд ли целесообразно. Другая схема приведена в работе [1]. Это, пожалуй, наиболее близкий аналог. Но у этой схемы есть два недостатка. Первый - отсутствует обратная связь по переменному току, что приводит к более высокому уровня шума за счет сопротивления резисторов в обратной связи. Второй - коллектор плеча дифференциального усилителя подключен только к базе выходного транзистора, это существенно ухудшает частотные характеристики, и, как следствие, PSRR на высоких частотах. Еще один вариант предложен компанией Maxim Integrated Products на базе малошумящего операционного усилителя [4]. В целом интерес к сверхмалошумящим источникам питания за последнее время не только не упал, но и, пожалуй, даже вырос. В пользу этого заключения можно привести следующие факты:

  • Для современных линейных стабилизаторов обязательным параметром, приводимым в документации, является спектральная плотность шума (ранее приводился только интегральный шум).
  • У многих производителей появился специальный раздел под названием “Ultra Low Noise Voltage Regulators”.
  • Микросхемы, вышедшие в этом году, имеют шум в 100 раз ниже, чем ранее, при практически том же уровне технологии.
  • Предлагаются новые схемотехнические решения, ориентированные на интегральное исполнение [5, 6]. Например, на основе результатов, полученных в работе [2] была выпущена замечательная микросхема LP5900.
  • Это объясняется тем, что появились компоненты с потенциально очень высокими характеристиками, качество питания которых оказывается существенным фактором. Это, например, в полной мере относится к сверхмалошумящим опорным генераторам компании Wenzel, для питания которых при тестировании используются химические источники питания с плотностью шума менее 1 nV/√Hz. То же самое относится и к высокочастотным микросхемам DDS, делителям частоты, усилителям тактового сигнала, цифровым фазовым детекторам, активным петлевым фильтрам.

    Список Литературы

    [1] Vaclav Papez, Stanislava Papezova, “Low Noise DC Power Supplies”, XIX IMEKO World Congress Fundamental and Applied Metrology, Lisbon, Portugal, September 6-11, 2009

    [2] Mannama, V.; Sabolotny, R.; Strik, V.; "Ultra low noise low power LDO design", Baltic Electronics Conference, 2006 International, vol., no., pp.1-4, 2-4 Oct. 2006

    [3] Isaac Sibson, “Precision Voltage Regulation for Ultra-low Noise Applications”, AN51, Zetex Semiconductors, Issue 1 - October 2007

    [4] “Ultra-Low-Noise LDO Achieves 6 nV/ VHz Noise Performance”, App. Note 3657, Maxim Integrated Products, Dec. 22, 2005

    [5] Liu Zhiming, Fu Zhongqian, Huang Lu and Xi Tianzuo, "A 1.8 V LDO voltage regulator with foldback current limit and thermal protection", Journal of Semiconductors, Volume 30, Number 8, 2009

    [6] Jianping Guo Ka Nang Leung, "A sub-1pA improved-transient CMOS low-dropout regulator without minimal ESR requirement", TENCON 2009 - 2009 IEEE Region 10 Conference, 23-26 Jan. 2009