Для ознакомления с полноценным материалом, согласитесь и скачайте:
Статья в формате pdfВ данной работе предложена схема малошумящего линейного стабилизатора напряжения с указанием используемых компонентов и номиналов для ряда часто используемых напряжений и токов. Также приводится порядок расчета для произвольного выходного напряжения и номинального тока.
Основными особенностями предлагаемого решения являются сверхнизкий шум, широкий диапазон выходных напряжений и токов, достаточно высокое подавление пульсаций (PSRR) в большом частотном диапазоне.
Схема ориентирована на применение в задачах, где требования к уровню шума питания превышают характеристики стандартных линейных стабилизаторов. Как правило, обычные линейные стабилизаторы, выполненные в виде микросхем, имеют спектральную плотность шума около 100..300nV/√Hz. Предлагаемое решение позволяет получить менее 1 nV/√Hz при занимаемой площади1 около 200 mm2 и стоимости2 60-120 рублей.
1Для транзисторов в корпусе SOT-23, микросхемы опорного напряжения в корпусе TSSOP-8, резисторов и конденсаторов в корпусе 0603, конденсаторов 47µF в корпусе “A”.
2Стоимость компонентов по базе www.efind.ru на 2010г.
Рис. 1: Схема стабилизатора напряжения
На рисунке 1 изображена схема стабилизатора напряжения, состоящая из микросхемы опорного напряжения (Voltage Reference) DA1, RC-фильтра (RF, CF), входного дифференциального каскада (RС, VT1, VT2, RЕ), выходного каскада (VT3, r), обратной связи (R1, R2, CFB), выходного конденсатора CO, Ci. VREF - опорное напряжение, VCC - входное питание схемы, VOUT - выходное напряжение питания при номинальном токе нагрузки IO. Ниже приведены используемые компоненты, в таблице 1 указаны номиналы для ряда выходных напряжений и токов.
DA1:
для VOUT <2.048V VREF=1.25V: LM4121IM5-1.2 (National Semiconductor); для 2.048V < VOUT < 5V VREF=2.048V: ADR440ARMZ (Analog Devices); для VOUT > 5V VREF=3.3: REF196GRUZ (Analog Devices);
VT1; VT2: BC849C (NXP);
VT3: PBSS4021PT (NXP);
RF: для номинальных токов IO < 200 мА: 1 kΩ,для IO < 200 мА: 510 Ω;
| VOUT @ IO* | 1.8V @ 50 mA | 1.8V @ 150mA | 3.3V @ 50 mA | 3.3V @ 100mA | 4V @ 75 mA | 5V @ 50 mA | 5V @ 100 mA | 5V @ 500 mA | 8V @ 150 mA |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| RC, Ω | 300 | 330 | 620 | 300 | 330 | 620 | 300 | 51 | 330 |
| RE, Ω | 110 | 110 | 560 | 270 | 270 | 560 | 270 | 43 | 510 |
| r, Ω | 3 | 1 | 3 | 1 | 2 | 3 | 1 | 0.01 | 1 |
| R1, | 887 | 887 | 1.21k | 1.21k | 1.91k | 2.87k | 2.87k | 1.43k | 2.87k |
| R2, Ω | 2k | 2k | 2k | 2k | 2k | 2k | 2k | 1k | 2k |
| VRET, V | 1.25 | 1.25 | 2.048 | 2.048 | 2.048 | 2.048 | 2.048 | 2.048 | 3.3 |
| VE, V | 0.58 | 0.58 | 1.4 | 1.4 | 1.4 | 1.4 | 1.4 | 1.3 | 2.6 |
| IE, mA | 5.25 | 5.25 | 2.5 | 5.1 | 5.1 | 2.5 | 5 | 30 | 5.2 |
CF электролитический конденсатор 47 µF;
CFB конденсатор 10 µF;
CO полимерный конденсатор 10 µF с низким ESR (0.1Ω @ 400 kHz) или керамический X5R;
C1 керамический конденсатор X5R 2.2-4.7 µF.
На рис. 1 изображена схема малошумящего стабилизатора напряжения. На вход VCC подается питающее напряжение (как правило, от обычного линейного стабилизатора), равное VO + 0.5 V (кроме варианта 5V @ 500mA, где VCC = VO + 0.3 V). Значения, приведенные в таблице 1, расчитаны на номинальный ток IO, максимально допустимый ток при этом 2IO (при деградации PSRR на 10-15 dB и отклонении VOUT не более -2.5%). Микросхема DA1 формирует опорное напряжение VREF, обеспечивая подавление пульсаций и сравнительно небольшой уровень шума на выходе (около 20-50 nV/√Hz). Далее опорный сигнал дополнительно фильтруется RC- фильтром (RF, СF). Дополнительный керамический конденсатор 100 nF X7R обеспечивает фильтрацию по высокой частоте. Затем сигнал подается на положительный вход дифференциального каскада (УТ1, УТ2), суммарный ток IE которого задается резистором RE, а к цепям коллекторов подключены резисторы RC. С коллектора транзистора VT1 сигнал подается на базу мощного транзистора VT3, который обеспечивает дополнительное усиление входного сигнала и управление большим током, текущим через эммитер к коллектору. Коллектор транзистора VT3 подключен к резисторному делителю, формирующему сигнал обратной связи по постоянному току, подаваемый на отрицательный вход дифференциального каскада - базу транзистора VT2. Конденсатор СFB обеспечивает более глубокую отрицательную обратную связь по переменному току, уменьшая тем самым уровень шума на выходе и увеличивая подавление пульсаций. Конденсатор СO служит для дополнительной фильтрации в высокочастотной области (от 100 kHz).
По сути схема на транзисторах VT1 — 3 работает, как операционный усилитель с обратной связью (рис. 2), на положительный вход которого подается опорное напряжение, на отрицательный - обратная связь с резисторного делителя, а с выхода снимается напряжение VREF(1 + R1/R2).
Рис. 2: Модель линейного стабилизатора
Дифференциальный каскад на транзисторах использован вместо операционного усилителя по следующим причинам:
Недостатком дифференциального каскада, по сравнению с вариантом использования ОУ, является большее дифференциальное выходное сопротивление стабилизатора по постоянному току (Load Regulation), т.к. коэффициент усиления у ОУ по постоянному току (DC) гораздо выше.
4.1.1 Транзисторы VT1, VT2
Транзисторы VT1, VT2 должны быть малошумящими и иметь достаточно высокий коэффициент усиления тока hFE для того, чтобы можно было использовать слаботочные источники опорного напряжения (Voltage References). Также они должны иметь достаточную граничную частоту fT для того, чтобы обеспечить необходимое PSRR (Power Supply Rejection Ratio3) на средних частотах (когда еще не работает СO). Таким образом, должны выполняться условия:
где IREFmax - максимальный ток источника опорного напряжения, IE - общий ток дифференциального каскада (2.5-30 mA, см. раздел 4.2.3 на с. 7), fCo - верхняя частота среза PSRR (в данном случае 100-400kHz). Примененные в схеме транзисторы BC849C имеют hFE = 500 (typ.), fT = 100 MHz.
3Подавление пульсаций питания
4.1.2 Транзистор VT3
Во-первых, транзистор VT3 должен обладать низким напряжением насыщения VCEsat при больших токах коллектора. В противном случае на нем будет рассеиваться слишком большая мощность. Во-вторых, он должен обладать большим коэффициентом усиления hFE, чтобы не нагружать дифференциальный каскад. В-третьих, граничная частота fT у него должна быть не меньше, чем у транзисторов VT1, VT2.
где IO - номинальный выходной ток стабилизатора, IE - ток дифференциального каскада. Примененный в схеме транзистор PBSS4021PT имеет VCEsat = 115 mV (typ.) при токе коллектора 1A и токе базы 10mA; hFE = 400 (typ.), fT = 155 MHz.
4.1.3 Источник опорного напряжения DA1
Максимальный выходной ток источника опорного напряжения должен быть выше тока базы транзистора VT1, а шум достаточно низким, чтобы на требуемой частоте с помощью RC-фильтра обеспечить подавление, сравнимое с собственным шумом стабилизатора на средних частотах.
где ФREF - спектральная плотность шума опорного сигнала, fL - требуемая нижняя граничная частота PSRR, ФO - спектральная плотность шума стабилизатора на средних частотах. При RF=1 kΩ , CF = 47 µF, fL = 1kHz, ФO= 1 nV/√Hz получим ФREF должен быть менее 300 nV/√Hz @ 1kHz. Это выполняется для большинства источников опорного напряжения.
При необходимости источник опорного напряжения можно заменить на резисторный делитель. Это существенно уменьшит стоимость, но в таком случае для обеспечения требуемого PSRR на низких частотах следует значительно увеличить емкость СF до сотен микрофарад.
Исходными данными для приведенных ниже расчетов являются выходное напряжение VOUT, номинальный ток IO, максимальный ток IOmax (будем считать IOmaxO, если не указано иное), опорное напряжение VREF.
4.2.1 Сопротивления обратной связи R1, R2
В соответствии с моделью на рис. 2:
Для компенсации токов утечки дифференциального усилителя следует выполнить условие
Сопротивления следует выбирать из ряда E96 с допуском 1%. Расчет RF описан в разделе 4.2.4 на следующей странице.
4.2.2 Определение питающего напряжения VCC и сопротивления r.
Сопротивление r служит для улучшения PSRR вблизи граничной частоты fCo. Кроме того сопротивление r позволяет замерять ток потребления, что существенно упрощает отладку и тестирование. Рекомендуемое значение сопротивления:
Для обеспечения линейного режима транзистора необходимо
где VCEsat (IOmax) - кривая зависимости напряжения насыщения от тока коллектора VT3. С другой стороны при увеличении VCC увеличивается мощность, рассеиваемая на транзисторе, поэтому
где Ptot - максимальная мощность транзистора
Для выбранного транзистора VCEsat ≤ 0.1 V при токе коллектора до 1A и IC/IB = 100, а Ptot=660mW4. Поэтому до тока 200 mA можно принять VCC = VO + 0.5 V.
4 Tamb < 25 °C, материал платы FR-4, контакт коллектора припаян к полигону площадью 1 mm2
4.2.3 RC и RE дифференциального каскада.
Сначала следует рассчитать ток дифференциального каскада IE. Он должен быть достаточным для управления транзистором VT3. Следовательно,
где hFE - коэффициент усиления транзистора VT3. С другой стороны слишком большое значение IE нежелательно, т.к. увеличивает собственное потребление схемы. При достаточном запасе напряжения коллектор-эммитер транзистора VT3 его hFE = 400, поэтому примем
Определив ток IE , найдем значение RE:
где 0.6 V - напряжение база-эммитер транзисторов VT1, VT2. Сопротивление RC расчитывается по формуле:
где 0.65 V - напряжение база-эммитер транзисторов VT3.
4.2.4 Фильтр RF, CF
Граничная частота фильтра расчитывается таким образом, чтобы удовлетворить выражению 1 на с. 5. Большое значение RF выбирать не желательно, т.к. увеличивается погрешность выходного напряжения за счет тока базы транзистора VT1. Для заданной погрешности 1% необходимо
где hFE - коэффициент усиления транзистора VT1. С учетом выражения 4 и значения hFE = 500 напишем
Для выходного тока менее 300 mA достаточно принять RE = 1 kΩ. На конденсатор CF существенных требований не накладывается, его ESR практически не влияет ни на шум, ни на PSRR, т.к. даже в случае нескольких десятков Ом шум такого сопротивления будет ниже основной полки на выходе.
При значениях шума опорного источника ФO и нижней граничной частоты fL, указанных в разделе 4.1.3 на с. 5, в соответствии с выражением 1 емкость CF должна быть не менее 47 µF.
Рис. 3: Подавление пульсаций (PSRR)
4.2.5 Конденсатор обратной связи по переменному току CFB
Конденсатор CFB служит для увеличения PSRR на средних частотах и снижения уровня шума за счет повышения коэффициента обратной связи по переменному току (рис. 3). Нижняя граничная частота определяется выражением:
Таким образом, учитывая выражение 2 на с. 6 для fL= 100 Hz и RF= 1 kΩ имеем CFB >> 1.6 µF. В схеме использован номинал 10 µF.
4.2.6 Выходной конденсатор CO
Выходной конденсатор CO обеспечивает подавление пульсаций на высоких частотах. Рекомендуется полимерный конденсатор емкостью не менее 10 µF с низким ESR (не более 0.1 Ω @ 400 kHz) параллельно с керамическим конденсатором C1 X5R 2.2-4.7 µF. Использование полимерного конденсатора позволяет значительно увеличить PSRR вблизи fCo для вариантов стабилизатора с номинальными выходными токами более 150-200 mA. Для вариантов стабилизаторов с меньшими токами конденсатор CO можно не ставить, ограничившись конденсатором C1 (2.2-4.7µF).
Для дополнительного подавления на высоких частотах, а также обратного влияния высокочастотной импульсной нагрузки на цепь VCC
Рис. 4: Дополнительная фильтрация выхода В качестве индуктивности LO можно использовать фильтр BLM21PG331SN1 (Murata Manufacturing). Его эквивалентная индуктивность на низких частотах составляет около 0.25 µН. ESR выходного конденсатора практически не влияет на спектральную плотность шума на выходе, но расширяет шумовую полку, увеличивая интегральный шум. Таблица 2: Характристики приведенных в таблице 1 схем В таблице 2 приведены результаты моделирования основных характеристик схем, приведенных в таблице 1 на с. 3. На рисунках 5, 6 отображены результаты моделирования спектральной плотности шума на выходе стабилизатора для вариантов 5V @ 100mA и 5V @ 500mA соответственно при разных токах нагрузки - холостом ходе, номинальном и максимальном токе. Из графиков следует, что увеличение тока нагрузки практически не влияет на уровень выходного шума. Рис. 5: Спектральная плотность шума в dBV/√Hz (RMS) от частоты в kHz (вариант 5V @ 100mA) Рис. 6: Спектральная плотность шума в dBV/√Hz (RMS) от частоты в kHz (вариант 5V @ 500mA) На рисунках 7, 8 отображены результаты моделирования подавления пульсаций (PSRR) от частоты при разных выходных токах для вариантов 5V@100mA и 5V@500mA соответственно. В первом варианте использован только выходной керамический конденсатор C1 емкостью 2.2 pF . Во втором случае - параллельное включение полимерного конденсатора емкостью 10 pF и керамического - 2.2 pF. Рис. 7: Подавление пульсаций -PSRR в dB от частоты в kHz (вариант 5V @ 100mA при CO1C1
5 Типовые характеристики
Рис. 8: Подавление пульсаций -PSRR в dB от частоты в kHz (вариант 5V @ 500mA при СOCO1C1
На рисунках 9, 10, 11 представлены результаты моделирования зависимости выходного напряжения от тока нагрузки. Для номиналов, указанных в таблице 1 на с. 3 точка перегиба находится гораздо дальше 2IO, но следует учитывать, что при дальнейшем увеличении выходного тока снижается подавление пульсаций и увеличивается уровень шума.
Рис. 9: Зависимость выходного напряжения в вольтах от выходного тока в амперах (вариант 5V @ 100mA)
Рис. 10: Зависимость выходного напряжения в вольтах от выходного тока в амперах в широком диапазоне токов (вариант 5V @ 100mA)
Рис. 11: Зависимость выходного напряжения в вольтах от выходного тока в амперах (вариант 5V @ 500mA)
На рисунке 12 изображена спектральная плотность собственного шума измерительного тракта при короткозамкнутом входе, а на рисунке 13 - с выхода стабилизатора. Разница практически не заметна. Это означает, что шум стабилизатора по крайней мере на 10 dB меньше собственного шума измерительного оборудования, т.е. не более 3 nV/√Hz.
Рис. 12: Спектральная плотность собственного шума измерительного тракта в dBV/√Hz (RMS) от частоты в Hz (при короткозамкнутом входе)
Рис. 13: Спектральная плотность шума на выходе в dBV/√Hz (RMS) от частоты в Hz (вариант 5V @ 100mA)
В таблице 3 приведены наиболее малошумящие линейные стабилизаторы в интегральном исполнении. Из приведенных выше микросхем следует отметить две, выпущенные в этом году, - LP5900 и HMC860. Они обладают самым низким шумом из серийно выпускаемых стабилизаторов в интегральном исполнении. Они имеют небольшую площадь (даже с учетом требуемой обвязки) и по характеристикам подходят для большинства задач, требующих малошумящего питания.
Таблица 3: Малошумящие линейные стабилизаторы в интегральном исполнении
Но встречаются и такие, которые они не перекрывают:
Таблица 4: Сравнительные характеристики предложенной схемы и современных малошумящих стабилизаторов в интегральном исполнении
*Зеленым отмечены преимущества, красным - недостатки
Существую также малошумящие линейные стабилизаторы, выполненные на основе дискретных компонентов. Например, в статье [3] приведена схема такого решения. Однако, занимаемая площадь на печатной плате настолько велика, что применение этого решения вряд ли целесообразно. Другая схема приведена в работе [1]. Это, пожалуй, наиболее близкий аналог. Но у этой схемы есть два недостатка. Первый - отсутствует обратная связь по переменному току, что приводит к более высокому уровня шума за счет сопротивления резисторов в обратной связи. Второй - коллектор плеча дифференциального усилителя подключен только к базе выходного транзистора, это существенно ухудшает частотные характеристики, и, как следствие, PSRR на высоких частотах. Еще один вариант предложен компанией Maxim Integrated Products на базе малошумящего операционного усилителя [4]. В целом интерес к сверхмалошумящим источникам питания за последнее время не только не упал, но и, пожалуй, даже вырос. В пользу этого заключения можно привести следующие факты:
Это объясняется тем, что появились компоненты с потенциально очень высокими характеристиками, качество питания которых оказывается существенным фактором. Это, например, в полной мере относится к сверхмалошумящим опорным генераторам компании Wenzel, для питания которых при тестировании используются химические источники питания с плотностью шума менее 1 nV/√Hz. То же самое относится и к высокочастотным микросхемам DDS, делителям частоты, усилителям тактового сигнала, цифровым фазовым детекторам, активным петлевым фильтрам.
[1] Vaclav Papez, Stanislava Papezova, “Low Noise DC Power Supplies”, XIX IMEKO World Congress Fundamental and Applied Metrology, Lisbon, Portugal, September 6-11, 2009
[2] Mannama, V.; Sabolotny, R.; Strik, V.; "Ultra low noise low power LDO design", Baltic Electronics Conference, 2006 International, vol., no., pp.1-4, 2-4 Oct. 2006
[3] Isaac Sibson, “Precision Voltage Regulation for Ultra-low Noise Applications”, AN51, Zetex Semiconductors, Issue 1 - October 2007
[4] “Ultra-Low-Noise LDO Achieves 6 nV/ VHz Noise Performance”, App. Note 3657, Maxim Integrated Products, Dec. 22, 2005
[5] Liu Zhiming, Fu Zhongqian, Huang Lu and Xi Tianzuo, "A 1.8 V LDO voltage regulator with foldback current limit and thermal protection", Journal of Semiconductors, Volume 30, Number 8, 2009
[6] Jianping Guo Ka Nang Leung, "A sub-1pA improved-transient CMOS low-dropout regulator without minimal ESR requirement", TENCON 2009 - 2009 IEEE Region 10 Conference, 23-26 Jan. 2009