Для ознакомления с полноценным материалом, согласитесь и скачайте:
Статья в формате pdfОписаны преимущества и недостатки однокольцевой архитектуры гибридных синтезаторов частот с цифровыми вычислительными синтезаторами (ЦВС) в тракте обратной связи. Представлена математическая модель для расчета уровня фазовых шумов с учетом реальных показателей современных функциональных узлов синтезатора. Также приводятся методы уменьшения уровня побочных негармонических спектральных составляющих (ПСС), основанные на переменной частоте сравнения. Показаны выражения для расчета неудачных частот в спектре и частотных отстроек ПСС, возникающих вблизи таких частот. В качестве меры оценки используется эмпирическая интегральная функция распределения SFDR, пересчитанного к несущей частоте 1 ГГц. Вид этой функции позволяет оценить и сравнить качество разных синтезаторов независимо от рабочего диапазона выходных частот. С помощью этого показателя были исследованы синтезаторы с одной, двумя фиксированными частотами сравнения, а также синтезатор с двумя ЦВС.
В статье также уделяется внимание времени захвата гибридных синтезаторов частот с ФАПЧ.
Известна литература о синтезаторах частот, их архитектурах и аспектах проектирования, например [1, 2]. С другой стороны, появление новой элементной базы с улучшенными характеристиками дает разработчикам взглянуть на известные решения под новым углом зрения. Например, современный цифровой вычислительный синтезатор (ЦВС) в микросхемном исполнении работает на тактовой частоте 3,5 ГГц и имеет уникальный алгоритм расчета выходной частоты, что позволяет использовать ЦВС как делитель частоты с исключительно высоким частотным разрешением (порядка наногерц) и широким выходным рабочим диапазоном. Такой метод упоминается в [3-5], так что идея использования ЦВС в кольце обратной связи ФАПЧ не оригинальна, но существует не так много работ, в которых приводились бы результаты реальных практических измерений.
На основе экспериментальных результатов в этой статье будет дан ответ на следующие вопросы, связанные с гибридными синтезаторами с ФАПЧ и ЦВС в кольце обратной связи:
Известно два подхода к разработке однокольцевого синтезатора с ФАПЧ с малым шагом перестройки но частоте. В нервом из них выходной сигнал ЦВС подается на опорный вход цифрового частотно-фазового детектора (ЧФД) (рис. 1), во втором ЦВС размещается непосредственно в кольце обратной связи (рис. 2). Для определенности рассматривается ЦВС с максимальной тактовой частотой 1 ГГц.
Рис. 1. Схема синтезатора с ФАПЧ и ЦВС в тракте опорного сигнала
Рис. 2. Схема синтезатора с ФАПЧ и ЦВС в кольце обратной связи
Рассмотрим подробнее первый вариант. Сигнал высокостабильного опорного генератора захватывается узкополосным синтезатором с ФАПЧ, формируя колебание с высокой частотой 1 ГГц и низким уровнем фазового шума. Этот сигнал является опорным сигналом для ЦВС. Выходной сигнал ЦВС проходит через фильтр нижних частот (ФНЧ) и подается на опорный вход ЧФД. В остальном схема синтезатора традиционна, в тракте обратной связи присутствует фиксированный высокочастотный делитель частоты, который может быть объединен с переменным делителем для уменьшения рабочих) диапазона ЦВС. Так можно исключить некоторые неблагоприятные частоты в рабочем диапазоне.
Главное преимущество схемы, показанной на рис. 2, но сравнению с предыдущим вариантом, в том, что не требуется специального высокочастотного синтезатора с ФАПЧ для формирования тактового сигнала ЦВС, так как им является генератор, управляемый но частоте напряжением (ГУН), в главном кольце. Автоматически исключается схема формирования высокочастотного опорного сигнала для ЦВС. Таким образом, структура, показанная на рис. 2, обеспечивает уменьшение размеров, цены и сложности разработки синтезатора. Как вариант, можно использовать многокольцевую схему, где за счет смещения частоты в кольце ФАПЧ можно получить частоту сигнала на входе ЦВС от 0.5 до 1 ГГц (рис. 3). В этом случае коэффициент но фазе от ЧФД на выход схемы уменьшается и соответственно уменьшается уровень фазового шума.
Возможен и третий вариант, когда используются два ЦВС: и в тракте опорного генератора, и в кольце обратной связи (рис. 4). Это существенно усложняет синтезатор и увеличивает стоимость. Важное потенциальное преимущество такой архитектуры высокая спектральная чистота но уровню I ICC.
Рис. 3. Схема синтезатора с ФАПЧ и смещением частот
Рис. 4. Схема синтезатора с ФАПЧ и двумя ЦВС
3.1. Основные принципы работы
Рассмотрим схему однокольцевого синтезатора частот с ФАПЧ и ЦВС, так как результаты этого анализа могут быть применены в более сложных случаях. По этой архитектуре реализован синтезатор частот производства компании «Адвантех» LNO-HP3xM-RF (рис. 5).
Рис. 5. Схема синтезатора частот LNO-HP3xM-RF
Опорный сигнал формируется встроенным термостабилизированным кварцевым генератором или внешним источником и подастся на опорный вход ЧФД (обозначен «+»). Его выход подключен к входу активного петлевого фильтра, формирующих) управляющее напряжение ГУН. Высокочастотный выходной сигнал ГУН поступает на разветвитель мощности и далее на выходные каскады (делители частоты, фильтры гармоник, автоматический контроль усиления и выходной усилитель). В тракте обратной связи сигнал проходит через буферные усилители, фиксированный делитель на 8, ЦВС и два ФНЧ. В схеме используются два фильтра для опорного сигнала, один с полосой 150 МГц, реализованный на дискретных компонентах, и керамический с частотой среза 225 МГц. Они расположены вблизи опорного входа ЧФД. Первый фильтр используется для подавления комбинационных спектральных составляющих, появляющихся из-за ЦВС, а второй фильтр для подавления ВЧ-сигналов, наведенных с ГУН на опорные входные линии ЧФД. Отметим, не вдаваясь в подробности, что уровень ПСС главным обратом определяется пространственной изоляцией узлов синтезатора и фильтром между ЦВС и ЧФД. Буферные усилители в кольце вместе с двойной фильтрацией выходного сигнала ЦВС служат для той же цели изолировать ЧФД от наводок со стороны ГУН в максимально возможной степени. Разработанный синтезатор позволяет работать от внешнего опорного генератора с частотой от 20 до 150 МГц. Для получения низких уровней фазового шума в такой архитектуре необходимо устанавливать частоту сравнения как можно выше (это будет пояснено далее). В этой практической реализации она ограничена максимальной тактовой частотой ЦВС и требованием к фильтрации его выходного сигнала. Частота выходного сигнала ФАПЧ (состоящей из ЦВС с 48-битным фазовым аккумулятором и фиксированного делителя частоты на 8) определяется следующим выражением:
где fVCO — выходная частота ФАПЧ (частота ГУН), fref — частота сравнения, NFTW — содержимое управляющего регистра FTW (целое число).
Частотное разрешение может быть найдено из (1) следующим образом:
В результате оно составляет около 0,2 миллигерц на 8 ГГц несущей и частоте сравнения 150 МГц.
Рассмотрим процесс захвата новой выходной частоты. Предположим, что частота ФАПЧ установлена на 4 ГГц (нижняя граница ГУН), а частота сравнения равна 150 МГц. Частота выходного сигнала ЦВС также равна 150 МГц, так как ФАПЧ находится в захвате. В этот момент тактовая частота ЦВС составляет fvco/8, т.е. 500 МГц. Спектр сигнала ЦВС показан на рис. 6. Из этого рисунка ясно, что полоса фильтра должна быть меньше 350 МГц, что обеспечит подавление зеркальной компоненты спектра. Теперь предположим, что мы хотим перестроиться но частоте выходного сигнала с 4 до 8 ГГц. Для этого нужно загрузить в ЦВС новое число Nppw, в два раза меньшее по величине. Выходная частота ЦВС изменяется практически мгновенно но сравнению с частотой ГУН, процесс перестройки которого замедлен из-за инерционности петлевого фильтра. Сразу после загрузки нового значения FTW выходная частота станет равна 75 МГц, в то время как fvco будет оставаться вблизи 4 ГГц некоторое время. ЧФД работает так, что частота на «—» входе (т.е. 72 МГц) меньше, чем на «+» входе (там 150 МГц), он увеличивает частоту ГУН. Через некоторое время частота fvco устанавливается равной 8 ГГц, а на выходе ЦВС сформируется сигнал 150 МГц, т.е. захват новой частоты ФАПЧ завершится. Спектр выходного сигнала ЦВС при условии, что ФАПЧ находится в захвате на 8 ГГц, показан на рис. 7.
Рис. 6. Спектр выходного сигнала ЦВС при частоте ГУН 4 ГГц
Рис. 7. Спектр выходного сигнала ЦВС при частоте ГУН 8 ГГц
Для установки новой частоты необходимо увеличить значение FTW в два раза в соответствии с (1). Сразу после загрузки выходная частота ЦВС будет в два раза выше (300 МГц), так как значение FTW обновилось, а частота fVCO остается около 8 ГГц. Таким образом, ФНЧ при ЦВС должен пропускать сигнал с частотой до 300 МГц, иначе ЧФД не отреагирует на сигнал на его «−» входе, и захват нужной частоты будет невозможен. В нормальных условиях ЧФД сможет детектировать, что частота на «−» входе (300 МГц) выше, чем на «+» входе (150 МГц), и будет снижать частоту ГУН до тех пор, пока частота ГУН не станет равной 4 ГГц, а выходная частота ЦВС 150 МГц.
Процесс перестройки но частоте для синтезатора LNO-HP3xM-RF показан на рис. 8 и 9. Время перестройки с 4 до 8 ГГц, например, занимает около 500 мкc. Главным образом оно определяется полосой петлевого фильтра ФАПЧ и его схемой [6]. Главная задача, решаемая петлевым фильтром, это обеспечение стабильного захвата новой частоты (за счет запаса но фазе) и минимизация интегрального фазового шума [1]. Поэтому на практике затруднительно улучшить быстродействие синтезатора со стабильным и оптимизированным но фазовым шумам петлевым фильтром.
Рис. 8. Переходный процесс перестройки с 4 на 8 ГГц и обратно
Рис. 9. Переходный процесс перестройки с шагом 10 МГц
Один из вариантов для увеличения быстродействия реализуется с помощью специальной схемы предварительной установки (рис. 10), где ЦАП используется для грубой настройки ФАПЧ на частоту ГУН. Такое решение позволяет отчасти избежать медленной скорости нарастания напряжения интегратора, реализованного в активном петлевом фильтре.
Рис. 10. Схема предустановщика частоты ГУН
Из рассмотренного материала но функционированию синтезатора с ФАПЧ и ЦВС можно сделать следующие выводы об ограничения на компоненты системы:
3.2. Фазовый шум
При оценке уровней фазового шума иногда удобней работать с нормированной плотностью фазового шума. Этот метод полезен, когда сравнивается качество разных синтезаторов, например, с разными рабочими диапазонами выходных частот. Идея метода состоит в следующем.
Представим исходный сигнал s(t) в следующем виде во временной области:
где ω0 — частота исходного сигнала, φ(t) — фазовые флуктуации (шум) сигнала с несущей ω0.
Предположим, что мы располагаем идеальным умножителем частоты (или делителем) с коэффициентом r, r ∈ R. Модель выходного сигнала получается возведением в степень, т.е. имеет вид
Как следствие были получены новая частота rω0 и фазовый шум rφ(t).
Очевидно, получается, что уровень фазового шума пропорционален частоте. Это также означает, что спектральная плотность фазового шума пропорциональна квадрату частоты.
Принимая этот факт во внимание, будем использовать спектральную плотность фазового шума, нормированную к некоторой частоте, например 1 ГГц, но следующему выражению:
где Φ1GHz — спектральная плотность фазового шума в дБн/Гц, пересчитанная к 1 ГГц, f — исходная несущая частота, выраженная в ГГц, Φf — значение спектральной плотности фазового шума на несущей f. Когда уровни фазового шума двух синтезаторов нормированы, можно корректно сравнить их количественно.
На рис. 11 показана упрощенная линейная модель ФАПЧ, соответствующая синтезатору на рис. 2, вместе с источниками фазового шума.
Рис. 11. Упрощенная линейная модель ФАПЧ с источниками фазового шума
Выходной фазовый шум в соответствии с моделью определяется по формуле
Для малых частотных отстроек можно упростить приведенное выше выражение, так как H(jω)→∞ при ω→∞:
Таким образом, чтобы оценить итоговый уровень нормированного фазового на малых отстройках, нужно сложить нормированные уровни фазовых шумов всех источников, за исключением ГУН (его шум давится петлевым фильтром на малых отстройках). В итоге мы можем легко оценить влияние каждого компонента.
Для синтезатора с ФАПЧ LNO-HP3xM-RF уровень φref около —130 дБн/Гц, φPFD около —129 дБн/Гц (включая шум петлевого фильтра), уровень φDDS около —132 дБн/Гц (здесь все величины пересчитаны к 1 ГГц). Эти величины почти равны, поэтому, чтобы уменьшить результирующий фазовый шум, необходимо уменьшать уровень вносимых шумов каждого из компонентов. Реальные уровни фазовых шумов синтезатора показаны на рис. 12.
Рис. 12. Уровни фазового шума синтезатора LNO-HP3xM-RF, пересчитанные к несущей 1 ГГц
Фазовый шум ЧФД можно уменьшить путем увеличения опорной частоты. Если подать опорный сигнал с частотой 500 МГц, то будет наблюдаться увеличение шумов на 6 дБ по сравнению с режимом работы на 150 МГц. Один из лучших ЧФД HMC439QS16G (Hittite) может работать на частоте до 1.3 ГГц и имеет уровень шумов (приведенный к 1 ГГц) примерно -140 дБн/Гц на отстройке 10 кГц при частоте сравнения 600 МГц. Современный ЦВС с максимальной частотой тактирования 3.5 ГГц AD9914 (Analog Devices) реализует пересчитанный к 1 ГГц уровень фазового шума около -139 дБн/Гц. Таким образом, приведенные выше компоненты позволяют достичь уровня выходного фазового шума около -136 дБн/Гц на отстройке 10 кГц и несущей 1 ГГц с использованием однокольцевой архитектуры, описанной ранее. Стоит отметить, что частота сравнения должна быть достаточно высокой, так как уровень нормированных вносимых шумов ЧФД подает с ростом рабочей частоты. Поэтому высокая тактовая частота ЦВС является важным условием. Вторая причина использовать высокую частоту сравнения в схеме состоит в том, что достаточно сложно работать с низкочастотным сигналом, сохраняя его уровень фазового шума, так как это накладывает сильные ограничения на потребление мощности и усилители. Например, сигнал с —140 дБн/Гц и частотой 1 ГГц соответствует сигналу с -180 дБн/Гц и частотой 10 МГц. Для сигнала с уровнем мощности 0 дБм и частотой 10 МГц такое качество невозможно, так как уровень теплового шума составляет -174 дБм/Гц.
3.3. Побочные спектральные составляющие
Одна из наиболее актуальных проблем в однокольцевых схемах - это ПСС, появляющиеся из-за ЦВС и наведения сигнала ГУН на вход ЧФД.
Так как коэффициент передачи по фазе достаточно велик (fVCO/fref) любые, даже небольшого уровня, ПСС на выходе ЦВС будут появляться в выходном сигнале с существенно увеличенным уровнем. Основные источники ПСС следующие:
Влияние последних трех причин может быть уменьшено путем увеличения изоляции ЧФД, добавлением керамических фильтров по его входам и добавлением буферных усилителей перед делителем частоты.
Для уменьшения ПСС из первого пункта можно использовать встроенный в ЦВС ком-пенсатор помех (spur killer), но этот метод ограничен числом ПСС, к которым может быть применен (не более 2), и их порядком. Примем во внимание, что не все ЦВС имеют встроенный компенсатор помех.
Отстройки ПСС в спектре выходного сигнала для описанной на рис. 2 схемы можно рассчитать по следующей формуле:
где n и m — целые числа, которые определяют порядок ПСС, fref — частота сравнения (выходная частота ЦВС), fVCO — частота ГУН (fVCO/8 — частота тактирования ЦВС), Δf — отстройка ПСС от частоты ГУН fVCO.
На большой отстройке Δf, превышающей полосу фильтра ФАПЧ, ПСС подавляются петлевым фильтром в соответствии с его порядком. Поэтому наибольшие по уровню ПСС будут расположены в узкой полосе отстроек от центральной частоты, которые обычно меньше 1 МГц.
Следует отметить, что ПСС в спектре сигнала, снятого с выхода делителя или смесителя, сохранятся на своих отстройках, но изменятся но уровню, как показано в (2).
По этой причине уровни ПСС пересчитываются в нормированную величину (приведенную, например, к 1 ГГц) но аналогии с уровнями фазовых шумов.
Далее будет использоваться термин SFDR (свободный от ПСС динамический диапазон), выраженный в дБн.
Он определяется как разница между уровнем несущей и максимальным уровнем ПСС в спектре в заданной полосе частотных отстроек. Хорошо специфицированный SFDR характеризуют полосой и несущей, к примеру, SFDR равен -90 дБн в полосе 1 МГц на несущей 1 ГГц. В статье SFDR будет рассматриваться как положительное число, т.е. чем больше SFDR, тем ниже уровни ПСС в спектре. Как правило, чем выше порядок ПСС (т.е. величины m и п в (4)), тем лучше SFDR (ниже уровень ПСС), но бывает, что ПСС с высоким порядком имеют более высокий уровень. Влияние каждого источника ПСС на конечный результат определяется в конкретном случае отдельно.
Оценим уровень SFDR на выходе ФАПЧ. Типовое значение уровня SFDR в узкой полосе для 14-битного ЦВС для выходной частоты 150 МГц и частоты тактирования 1 ГГц около 86 дБн. Коэффициент передачи но фазе на частоте ГУН 8 ГГц составит 20 log(8000/150) ≈ 34.5 дБ, то есть SFDR на выходе ФАПЧ будет равен 86-34.5 = 51.5 дБн.
Также следует отметить, что ПСС низкого порядка (т.е. возникающие при соотношении частот 1/3, 1/4, 2/5 и так далее) в большинстве случаев не специфицированы, поскольку подавление зависит от последующего антиалиасинкого фильтра. Величина SFDR для таких случаев может быть хуже заявленной.
В итоге у нас есть два пути для улучшения SFDR.
Первый и основной метод заключается в уменьшении коэффициента передачи но фазе за счет частотного смещения в тракте обратной связи, как показано на рис. 3.
Такой общий подход с применением многокольцевых схем ФАПЧ позволяет уменьшить не только уровни ПСС, но и фазовые шумы.
Главный недостаток таких систем высокая сложность физической реализации.
Другой метод улучшения SFDR заключается в исключении ПСС малого порядка путем переключения опорных частот таким образом, чтобы «плохие» выходные диапазоны от одного опорного генератора перекрывались «хорошими» диапазонами от другого.
Из выражения (4) понятно, что эти опорные частоты должны иметь высокий порядок кратности (например, как отношение 50/49 или 51/50) и должны мало различаться по частоте, иначе неблагоприятные и чистые спектральные области будут сильно удалены и обеспечить чистоту спектра во всем рабочем диапазоне не получится.
На рис. 13 изображена схема опции HPSS для подавления ПСС, которая используется в генераторе сигналов SG8, реализованном на базе синтезатора LNO-HP3xM-RF.
Рис. 13. Схема опции подавления ПСС (HPSS), реализованная в генераторе SG8
Опорная частота 150 МГц формируется путем захвата сигнала термостабилизированного генератора 147 МГц узкополосной ФАПЧ с малошумящим кварцевым ГУН.
Это позволяет сделать источник сигнала 150 МГц синхронным с источником 147 МГц и обеспечить кратность 50/49.
Синтезаторы могут иметь разные рабочие диапазоны и различную архитектуру, поэтому, чтобы сравнить их по уровню ПСС, мы должны, по крайней мере, определить следующее:
Простой график с уровнями ПСС не информативен, так как множество вертикальных линий с существенно различающимися уровнями будет сосредоточено вблизи каждой точки на Х-оси, что делает корректное сравнение графиков затруднительным. Как правило, ПСС любого синтезатора характеризуют одним числом для всего рабочего диапазона, и этого может быть недостаточно для сравнения качества разных синтезаторов.
3.4. О методике измерений SFDR
Для широкополосных синтезаторов измерение SFDR является трудоемкой процедурой. Полагаем, понятно, что чем большее время затрачивается (т.е. шаг перестройки меньше, и соответственно точек больше), тем более точные получаются результаты.
Определим следующие условия измерений:
Если в синтезаторе используются делители частоты после октавного ГУН для расширения рабочего диапазона, то в большинстве случаев будет достаточно ограничить диапазон измерений одной верхней октавой, так как нормированные значения SFDR, измеренные на нижних диапазонах, будут теоретически совпадать с полученными из базовых октав. Полоса измерений SFDR не должна быть меньше полосы ФАПЧ, так как ПСС в ней не подавлены петлевым фильтром. Шаг перестройки по частоте должен быть меньше, чем полоса измерений SFDR.
Для получения достоверных измерений важно выбрать смещение так, чтобы частота отстройки ПСС определенного старшего порядка попадала в полосу анализатора спектра при перестройке по частоте с установленным шагом. Если шаг перестройки будет слишком велик, то можно пропустить ПСС, которые окажутся вне полосы пропускания ФАПЧ для заданной центральной частоты.
С другой стороны, измерение может занять много времени при слишком малом шаге по частоте, так что необходимо найти решение, чтобы избежать этой проблемы.
В большинстве случаев центральные частоты кратны 1 МГц, так что корректно будет взять шаг 1 МГц, но со смещением, равным 100 кГц. Таким образом, сформируется частотная сетка 1000.1 1001.1 1002.1... МГц. В итоге ПСС старших порядков не пропускаются, несмотря на достаточно большой шаг перестройки по частоте.
Время, затрачиваемое на измерения, зависит от динамического диапазона измерений SFDR, который в свою очередь определяется значением полосы радиофильтра анализатора спектра (RBW).
3.5. О мере чистоты спектра синтезатора по уровню ПСС
В качестве показателя качества чистоты спектра но уровню ПСС может использоваться эмпирическая функция распределения нормированной величины SFDR, которую обозначим ECDF (empirical cumulative distribution function).
Предположим, что получены корректные результаты измерений (т.е. без пропущенных ПСС) в рабочем диапазоне, снятые с определенным шагом.
Сначала необходимо пересчитать уровни ПСС (SFDRi) к одной частоте, например 1 ГГц:
где SFDRNi — нормированный SFDR в дБн, SFDRi - результаты измерений (в дБн) на несущей fi, выраженной в ГГц.
Функция ECDF от нормированного SFDR (SFDRN) может быть выражена следующим образом:
где σ — функция единичного скачка, а N — суммарное число несущих частот.
График формируется так, что на оси Y откладываются значения вероятности установки выходной частоты с появлением ПСС, с нормированным уровнем SFDR не лучше заданного по оси X.
Так как распределение ПСС в большинстве случаев близко к равномерному, то вероятность появления будет примерно одинакова для всех несущих в пределах рабочих) диапазона.
На рис. 14 показаны графики ECDF от нормированного SFDR для синтезатора LNO-НPЗхМ-RF: а для фиксированной частоты опорного сигнала 147 МГц, б при работе опции HFSS, т.е. переключения частоты между 147 и 150 МГц. Полоса измерения SFDR составляет 10 МГц для обоих случаев, диапазон измерений от 4 до 8 ГГц с шагом 1 МГц, отстройка от кратных мегагерцу частот 100 кГц. Кривые в и г построены для разных алгоритмов выбора опорных частот для пары синтезаторов LNO-6xM-RF с DSG-3xM-RF, в первом случае 5 опорных частот, 40 интервалов, во втором 10 опорных частот, 400 интервалов. Для в и г полоса измерения SFDR составляет 1 МГц, диапазон измерений от 6 до 12 ГГц с шагом 1 МГц и смещением 100 кГц.
Рис. 14. Графики зависимостей ECDF для разных реализаций гибридных синтезаторов частот
Рассмотрим пример использования этого графика. Предположим, что есть 1000 выходных частотных точек, расположенных вблизи 2 ГГц. Нужно узнать, как много из них будет иметь уровень ПСС выше — 60 дБн. Согласно (5) 60 дБн SFDR на 2 ГГц соответствует 66 дБн для SFDRN для 1 ГГц. Из графика мы видим, что вероятность обнаружить такой SFDRN составляет около 2% для синтезатора LNO-ЗхМ и 0.8% при включенной опции HPSS. Это означает, что из 1000 точек будет 20 и 8 точек с абсолютной величиной SFDR менее 60 дБн для непосредственно синтезатора и вместе с опцией HPSS соответственно. В случае работы пары синтезаторов LNO-6xM-RF и DSG-3xM-RF и алгоритма с 10 опорными частотами ПСС с уровнем -60 дБн на несущей 2 ГГц будут гарантированно отсутствовать.
Были рассмотрены принципы работы синтезатора частот с ФАПЧ и ЦВС в кольце обратной связи. Описаны преимущества и недостатки, уделено внимание вопросам фазового шума и ПСС. Предложен, обоснован и измерен показатель чистоты спектра по уровню побочных спектральных составляющих.
[1] Voucher C.S. Architectures for RF Frequency Synthesizers. Dordrecht: Kluwer Academic Fublishers. — 2003.
[2] Chenakin A. Frequency Synthesizers: Concept to Froduct. Norwood, MA: Artech House Inc. - 2011.
[3] Crook D. Hubrid Synthesizer Tutorial // Microwave Journal. — 2003. — V. 46. — F. 20-38.
[4] Rohde U.L., Poddar A.K. Frequency Generation and Synthesis: Cost-effective k Power- efficient solutions // Microwave Journal. — 2009. — V. 52. — P. 160-184.
[5] Kroupa V.F. Direct Digital Frequency Synthesizers. New York: IEEE Press. — 1999.
[6] Banerjee D. PLL Performance, Simulation, and Design, Fourth Edition. National Semiconductor. — 2006.